長(cháng)度調諧結構的阻抗是多少？

2022-06-06

長(cháng)度調諧結構的阻抗是多少？

差分對中一條走線(xiàn)的單端阻抗將取決于到另一條走線(xiàn)的距離，采用長(cháng)度調諧結構相當于在蜿蜒曲折時(shí)改變走線(xiàn)之間的距離。因此，單條跡線(xiàn)的奇模阻抗會(huì )發(fā)生變化。

那么問(wèn)題就變成了：長(cháng)度調諧結構中走線(xiàn)阻抗的這種偏差是否重要？它會(huì )影響信號傳播行為和信號完整性嗎？當然會(huì )，作為高速PCB設計人員，您的工作是確定您應該在多大程度上依賴(lài)長(cháng)度調整來(lái)補償差分對中的偏移/抖動(dòng)。

長(cháng)度調整結構會(huì )產(chǎn)生阻抗不連續

如上所述，將長(cháng)度調諧結構應用于差分對的一側會(huì )產(chǎn)生阻抗不連續性。這些是由于以下因素造成的：

通過(guò)選擇走線(xiàn)寬度和走線(xiàn)間距來(lái)設置單端（奇模式）和差分阻抗

應用長(cháng)度調諧結構會(huì )導致線(xiàn)對中的跡線(xiàn)之間的跡線(xiàn)間距發(fā)生變化，因此一條跡線(xiàn)的阻抗會(huì )發(fā)生變化

這種阻抗變化會(huì )導致來(lái)自差分對輸入側的反射

與走線(xiàn)平行的區域相比，長(cháng)度調諧結構中線(xiàn)對一端的信號速度會(huì )有所不同

由于上述第2點(diǎn)，當信號進(jìn)入長(cháng)度調諧部分時(shí)會(huì )出現一些反射。長(cháng)度調整部分還可以創(chuàng )建一些在延遲調整過(guò)程中未考慮的模式轉換。

下圖總結了由于存在長(cháng)度匹配結構而在差分對中觀(guān)察到的信號行為。下圖顯示了我們在 Dk = 4.1 且基板厚度為380萬(wàn)的層壓板上布線(xiàn)兩個(gè)不同的差分對的情況。沿兩條線(xiàn)路的長(cháng)度顯示了每條線(xiàn)路的線(xiàn)路寬度、間距和阻抗。

長(cháng)度調諧結構及其對阻抗的影響。

在長(cháng)度調諧部分之前，每對走線(xiàn)的奇模阻抗為50歐姆，因此每對的差分阻抗為100歐姆。在長(cháng)度調整部分，我們有一些不同的東西。在具有較大間距 (10 mil) 的一對中，21 mil 幅度長(cháng)度的調諧部分具有小組跡線(xiàn)，其奇模阻抗為53歐姆。在具有較小間距 (5 mil) 的線(xiàn)對中，我們21 mil幅度長(cháng)度調諧部分中的小跡線(xiàn)具有58.5歐姆的奇模阻抗。

這是一個(gè)很大的區別！僅將線(xiàn)對間距減小5 mil會(huì )將阻抗偏差從6%更改為17%。

結果很簡(jiǎn)單：對于具有給定幅度（本例中為 21 mil）的長(cháng)度調諧部分，當線(xiàn)對開(kāi)始時(shí)，由于長(cháng)度調諧導致的阻抗偏差更小。這是不將差分對“緊密耦合”到非常小的間距的另一個(gè)原因。一點(diǎn)點(diǎn)間距實(shí)際上有利于信號完整性！

輸入阻抗偏差產(chǎn)生反射

在長(cháng)度調整部分，我們看到有一些阻抗偏差，因此可能存在輸入阻抗不匹配。就像傳輸線(xiàn)沿線(xiàn)的任何其他阻抗不連續性一樣，不連續性在低頻時(shí)可能無(wú)關(guān)緊要，但在高頻時(shí)會(huì )非常重要。

反射可能發(fā)生在長(cháng)度調整部分的輸入端口。較細間隔部分將具有比較粗間隔部分更大的輸入阻抗。

你怎么解決這個(gè)問(wèn)題？有三種可能：

在線(xiàn)對中的走線(xiàn)之間使用更寬的間距以最大程度地減少失配

嘗試布線(xiàn)，以便您只需要較短的長(cháng)度調整部分

僅在松耦合區域增加走線(xiàn)寬度

第一個(gè)選項是迄今為止最簡(jiǎn)單的。第二種選擇只需要在接收器處允許稍大的抖動(dòng)，如果不重新設計路由，這可能是不可能的。第三種選擇不容易自動(dòng)化，但在將長(cháng)度調節部分的輸入阻抗與并聯(lián)部分的阻抗匹配時(shí)最有效。

傳播延遲偏差創(chuàng )建模式轉換

在上圖中，我顯示了阻抗，但沒(méi)有顯示每個(gè)部分的傳播延遲變化。因為阻抗不同，傳播延遲也會(huì )不同。下圖總結了上面顯示的兩個(gè)長(cháng)度調諧部分的每個(gè)區域的傳播延遲。

長(cháng)度調諧結構及其對傳播延遲的影響。

在這里，我們看到具有較寬間距的對在傳播延遲的偏差方面也更出色。10 mil間距對的傳播延遲增加了2.4%，而5 mil間距對的傳播延遲增加了4.4%。同樣，這是一個(gè)很大的差異，它應該說(shuō)明差分對兩側之間的間距稍寬的優(yōu)勢。

那么誰(shuí)在乎傳播延遲是否在長(cháng)度匹配部分中每英寸相差幾 ps？問(wèn)題出在垂直部分，它的傳播延遲與上面顯示的任何值都不匹配。一旦應用了長(cháng)度調諧，結果就是模式轉換，或將共模噪聲轉換為差模噪聲?？纯聪旅骘@示的粗間距對的示例。

路由工具可能會(huì )在長(cháng)度調整部分使用錯誤的傳播延遲。

發(fā)生這種情況的原因是長(cháng)度調整工具沒(méi)有使用修改后的傳播延遲進(jìn)行基于時(shí)間的長(cháng)度調整。相反，他們使用的是假設兩條跡線(xiàn)并行布線(xiàn)的傳播延遲值。在上述10 mil間距對的示例中，布線(xiàn)工具使用145.34 ps/in來(lái)應用長(cháng)度調整值，但實(shí)際傳播延遲介于145.34 ps/in和148.89 ps/in之間。

換句話(huà)說(shuō)，長(cháng)度調整工具假設信號沿長(cháng)度調整部分的傳播速度比實(shí)際情況要快。結果是該對中每條跡線(xiàn)的相位響應中存在一些剩余的不匹配。如果要補償更大的時(shí)序失配，則相位失配也會(huì )更大。即使長(cháng)度調整部分的長(cháng)度完全相同，剩余相位仍然存在，因此您需要應用更長(cháng)的長(cháng)度調整部分來(lái)消除剩余相位不匹配，并且更近的對將需要更多這種額外的長(cháng)度調整來(lái)補相！這導致了更多反思的惡性循環(huán)。

如果我們從這個(gè)差分對的傳遞函數計算每對的相位響應（S21和S43的相位，或傳遞函數的相位），我們可以看到這一點(diǎn)。下圖比較了10 mil間距對的傳遞函數相位，其中包含如上所示的長(cháng)度調整。

差分對中兩條傳輸線(xiàn)的傳遞函數相位終止于10 pF負載電容。對中的跡線(xiàn)匹配到完全相同的長(cháng)度。然而，我們可以在高頻處看到明顯的相位失配，這將阻礙接收器的共模噪聲抑制。

為什么要擔心這個(gè)？問(wèn)題不一定是剩余偏差；使差分對中的兩條跡線(xiàn)長(cháng)度完全相同，將充分對齊該對每一側的信號擺幅，從而最大限度地減少總抖動(dòng)。相位響應的問(wèn)題在于接收器的總共模抑制能力可能會(huì )降低，這取決于奈奎斯特頻率定義的接收器帶寬。如果相位響應的差異非常大并且延伸到奈奎斯特頻率以下，那么接收器將無(wú)法完全抑制共模噪聲。在較長(cháng)長(cháng)度的調諧部分，預計比奈奎斯特頻率降低約10 dB。

摘要和經(jīng)驗法則

由于在長(cháng)度調諧結構中計算阻抗偏差和高頻偏移的復雜性，很難通過(guò)使用標準輸入阻抗公式進(jìn)行歸納計算來(lái)解釋它。 

我上面展示的所有內容都應該說(shuō)明差分對之間的緊密耦合有點(diǎn)像一把雙刃劍。從上面的討論中，我們可以確定使用長(cháng)度調整結構的兩個(gè)適當的經(jīng)驗法則：

如果您需要應用長(cháng)度調整，請選擇線(xiàn)對之間稍大的間距，因為這將減少阻抗和傳播延遲偏差。

當您確實(shí)應用了一些長(cháng)度調整時(shí)，請盡量縮短以最大限度地減少反射和模式轉換。

第2點(diǎn)相當于“在組件之間放置直接路由”的準則。獲得一個(gè)好的經(jīng)驗法則有點(diǎn)困難，因為該規則將涉及3個(gè)變量（上升時(shí)間、間距和長(cháng)度調整距離），但這是我感興趣的東西，并且將來(lái)會(huì )寫(xiě)更多。

如果您已經(jīng)確定需要雙端接（直流或交流耦合），并且您已經(jīng)做好了足夠好的布局規劃以確保您直接路由到接收器組件，那么您可以使用更緊密的耦合，只需確保走線(xiàn)的奇模阻抗值將達到接收器輸入端所需的端接值。當然，確保您測試您的通道設計，最好使用類(lèi)似疊層的測試板！