低失真運算放大器電路的輸入保護

2020-05-21

在電路設計中很少發(fā)現的一個(gè)問(wèn)題是非線(xiàn)性結電容，尤其是反向偏置結電容，也稱(chēng)為耗盡電容。當它被討論的那樣，它通常是關(guān)于快速開(kāi)關(guān)電路，即使這樣，它的通常為線(xiàn)性處理。

然而，在許多情況下，結電容是導致線(xiàn)性度高的模擬電路失真的主要原因。本文主要涉及這種現象的兩個(gè)實(shí)例，它們經(jīng)常同時(shí)遇到：輸入保護電路和運算放大器中的共模失真。

結電容

我們無(wú)需深入研究PN結的物理原理，因為我們在這里關(guān)注的是如何利用現有設備，而不是如何設計硅片?？梢哉f(shuō)P和N之間的界面不包含凈電荷，被稱(chēng)為耗盡區。因此，它的行為就像絕緣體，夾在其余的導電區域之間。因此，我們有一個(gè)二極管，還有一個(gè)電容。

跨接在二極管結上的反向電壓越大，耗盡區的增長(cháng)范圍就越大，從而有效地進(jìn)一步隔離了電容器的“極板”。反向偏置的增加會(huì )導致結電容的減小，但這種關(guān)系不是線(xiàn)性的。結電容可以使用以下公式估算：

C = C o /（1 + V / V b）x

其中C o =零偏置電容；V =施加的反向偏置電壓；V b =內置電壓，約為0.6至0.7 V；x =經(jīng)驗常數<1。

二極管數據手冊中經(jīng)常引用C o的值，以便在不同器件之間進(jìn)行相對比較。如一個(gè)實(shí)際示例（圖1）所示，上述公式適合1N4148（一種常用的信號二極管）的實(shí)際測量數據，顯示出有用的協(xié)議。該曲線(xiàn)當然是令人不愉快的非線(xiàn)性的。

 

1.測量的1N4148二極管的結電容。很好擬合線(xiàn)：C = 2 pF /（1 + V / 0.65）^ 0.16結電容和失真

為了理解它對線(xiàn)性電路可能產(chǎn)生的影響，請考慮圖2，圖2顯示了一個(gè)由串聯(lián)電阻和一對二極管組成的簡(jiǎn)單網(wǎng)絡(luò )，每個(gè)二極管都反向偏置到雙極電源軌。這種網(wǎng)絡(luò )通常構成過(guò)壓保護電路的一部分。任何大于電源軌的輸入電壓（加上一個(gè)二極管壓降）都將被鉗位，以保護任何下游設備。實(shí)際上，可以明確包括電阻器以限制流過(guò)二極管的故障電流，或者可以隱含在任何信號源的源阻抗或兩者的混合中。

圖2還顯示了使用Audio Precision System 1或AB1（80 kHz測量帶寬）對此電路測得的總諧波失真加噪聲（THD + N），在分析儀輸入端將其調整為20 dBu。它足夠大，可以為分析儀維持良好的信噪比，但仍遠低于二極管的導通閾值。點(diǎn)線(xiàn)表示去除了二極管的測量值，這是分析儀的測量平臺。

 

2.典型的電壓鉗位保護電路會(huì )顯示由于二極管結電容（20-dBu輸出）引起的失真。虛線(xiàn)是測量底，即二極管被移除

添加一對1N4148揭示了問(wèn)題的嚴重性：它們引入了明顯更多的失真，主要是奇次諧波（圖3）。由于諧波被分析儀的輸入電容和帶寬限制濾除，因此失真降低到10 kHz以上。

 

3.圖2中的電路用1N4148二極管在10 kHz時(shí)產(chǎn)生的主要奇次諧波（分析儀已將基波消除了）

作為一個(gè)現實(shí)檢查是否確實(shí)是由結電容引起的，請考慮圖4，該圖顯示了來(lái)自圖1的較早的1N4148電容曲線(xiàn)，該曲線(xiàn)反映了測試電路中的兩個(gè)二極管。從信號的角度來(lái)看，它們實(shí)際上是反并聯(lián)的，所以總和就是兩者的瞬時(shí)和。

 

4.表示信號擺幅期間圖2中兩個(gè)二極管的電容變化

當施加20 dBu信號時(shí)，總電容如圖5所示變化，從大約2.4 pF到幾乎2.6 pF，每個(gè)周期兩次（實(shí)際上，二極管不可能完美匹配，但這一點(diǎn)并不重要）正在制作）。變化本身是失真余弦，RMS值為56 fF。

 

最初，似乎只有毫微微法拉變化的幾個(gè)微微法拉在音頻頻帶中可能沒(méi)有任何可檢測的效果。畢竟，56 fF在10 kHz時(shí)的電抗為284MΩ，這肯定沒(méi)有影響嗎？但是，跨過(guò)該電抗施加的20dBu信號會(huì )通過(guò)源阻抗吸收27 nA非線(xiàn)性電流，從而在其兩端出現非線(xiàn)性誤差電壓，該電壓會(huì )有效地添加到音頻信號中。在這種情況下，源阻抗為10kΩ，所以誤差電壓應該等于約270μV，這是- 89分貝或0.0035％的THD。實(shí)際測量值為0.0038％。換句話(huà)說(shuō)，容抗與源阻抗之比給出了預期的失真水平。

至少我們已經(jīng)發(fā)現了問(wèn)題，使解決方案更容易：要么使電容更線(xiàn)性，要么使其無(wú)關(guān)緊要。前者很重要，但我們當然可以用電容值低得多的另一對二極管代替。BAV99是這樣的一種設備，包含兩個(gè)二極管，其規格與1N4148類(lèi)似，但不到標稱(chēng)電容的一半。如圖2  所示，它們提供了更好的結果。

共模失真

目睹了使用分立二極管產(chǎn)生的結電容的影響，可以更輕松地了解運放中發(fā)生的相同效應。在這里，這被稱(chēng)為共模失真，因為它是在運算放大器配置為非反相模式時(shí)發(fā)生的，這意味著(zhù)在放大信號時(shí)每個(gè)輸入端都有一個(gè)共模電壓。

失真是由之前考慮的完全相同的非線(xiàn)性結電容機制引起的，但是這次是在運算放大器本身內部引起的。這主要歸因于內部輸入晶體管的基極-集電極電容以及輸入與襯底之間的任何寄生二極管。

在反相模式下，輸入端沒(méi)有電壓變化，也沒(méi)有其他失真。但是，在同相模式下，兩個(gè)輸入都跟隨信號電壓，從而導致輸入電容的非線(xiàn)性調制。這提示了“總是反轉”的一般工程準則，但這并不總是很方便。而且，如果需要過(guò)壓保護，則可能使問(wèn)題更加復雜，我們將在后面看到。在此之前，讓我們首先探討隔離的共模失真。

TL07x FET輸入運算放大器很好地證明了這種效果，因為它在輸入和基板之間具有較大的結電容。1,2當廉價(jià)地需要非常大的輸入阻抗時(shí)，這也是一種運放，這意味著(zhù)很大的源阻抗-所有共模失真的因素。

圖6a顯示了使用一半TL072的測試電路，該電路的同相增益為非反相增益（但噪聲增益為×2）。該圖顯示了在14 dBu輸入/輸出下測得的失真，這與測量平臺沒(méi)有區別。

 

6.反相運算放大器級顯示沒(méi)有可測量的失真。未補償的同相運算放大器級表現出共模失真，但是當Rs = Rf || R1且Cs = Cf時(shí)，幾乎可以完全補償。虛線(xiàn)是測量平臺；在所有情況下均為14-dBu輸入。

圖6b顯示了為×2的同相增益（相同的噪聲增益）重新配置的電路。從輸入節點(diǎn)到地的偏置電流路徑未顯示，但在下文中進(jìn)行了假設。標記為“未補償”的跡線(xiàn)具有相同的14-dBu輸入電平，并且會(huì )嚴重惡化。這是由于反相輸入引腳的非線(xiàn)性電容受到反饋信號的調制，從而導致非線(xiàn)性電流通過(guò)反饋路徑被吸收，從而在其兩端產(chǎn)生誤差電壓。由于這次只有一個(gè)結，因此它主要由二次諧波控制，從而使負載更加不對稱(chēng)。

同相輸入引腳也經(jīng)過(guò)類(lèi)似的調制，但是由于源阻抗非常?。▽τ?/span>Audio Precision，為50Ω），因此在那里產(chǎn)生的誤差電壓可忽略不計。共模失真的一個(gè)很好的例子。

前面的描述還隱藏了該問(wèn)題的解決方案。由于同相輸入也經(jīng)過(guò)調制，因此將適當匹配的阻抗與其串聯(lián)，也會(huì )在此處產(chǎn)生相同的誤差電壓。這些失真誤差（共模）將被運算放大器拒絕，從而抵消了（不幸的是？）共模失真。

反相輸入端看到的Thévenin源電阻為R f和R 1并聯(lián)，因此所需的補償電阻為5kΩ，外加一個(gè)并聯(lián)電容器以匹配C f。忘記包括額外的電容器將只能部分抵消，盡管這些電容器可以是低質(zhì)量的類(lèi)型，而不會(huì )損害性能。結果由標記為“ compensated”的跡線(xiàn)顯示，該跡線(xiàn)幾乎不比測量底線(xiàn)差。

我們?yōu)槭д嫜a償付出的代價(jià)（除了幾美分的零配件之外）是約翰遜噪聲。在這種情況下，音頻頻帶EIN從無(wú)補償的-102.6 dBu增加到有補償的-99.7 dBu。諸如OPA164x之類(lèi)的現代替代設備可提供隔離的基板和可忽略的共模失真，但它們也要昂貴得多。剩下的由設計師決定更重要的事情。

單位增益緩沖器是共模失真的最壞原因，因為它在其輸入端可以承受最大的共模信號。圖7顯示了使用雙極性運算放大器NE5532的結果。使用10kΩ的源電阻，失真會(huì )嚴重降低，但是添加匹配的10kΩ反饋電阻可以完全消除這種情況。

 

7.源電阻為10kΩ的NE5532緩沖器表現出共模失真。當Rf = Rs時(shí)，將對此進(jìn)行補償。虛線(xiàn)是測量平臺；在所有情況下均為20 dBu輸入。

這是一種簡(jiǎn)單的解決方法，但是請注意，在反饋環(huán)路中添加一個(gè)電阻還會(huì )引入一個(gè)極點(diǎn)，該極點(diǎn)可能會(huì )減小相位裕量并影響穩定性。因此，某些運算放大器可能需要與R f并聯(lián)的小電容。然而，使用非常小的值（例如，在這種情況下為10 pF）應足以避免需要跨R s的匹配電容。

輸入保護加共模失真

現在，假設我們需要具有過(guò)壓保護功能的輸入緩沖器，并且由于成本原因，我們不能隨意使用優(yōu)質(zhì)的低電容設備。圖8顯示了以前的電路，現在每個(gè)導軌上都有保護二極管，這是教科書(shū)的布置。需要某種形式的串聯(lián)電阻R s來(lái)限制過(guò)載期間流經(jīng)二極管的電流。實(shí)際上，這可能是一個(gè)顯式串聯(lián)電阻，或者可能是輸入衰減器的隱式源阻抗，或其他。

 

8.帶有教科書(shū)1N4148過(guò)壓保護二極管的緩沖器。該電路無(wú)法完全消除失真。虛線(xiàn)是測量平臺；在所有情況下均為20 dBu輸入。

失真結果也顯示在圖8中。在這里，我們可以看到，即使源極電阻為極小值的1kΩ，失真也已經(jīng)明顯比測量底線(xiàn)差，因為二極管現在正在造成額外的結電容失真。如果我們需要更大的故障限制電阻（例如10kΩ），失真將變得可怕，在20 kHz時(shí)超過(guò)0.01％?，F在，在反饋環(huán)路中添加匹配電阻只能部分補償在同相輸入節點(diǎn)發(fā)生的所有失真。手動(dòng)調整證明22kΩ產(chǎn)生了很好補償，但即使這樣也令人失望。

我們如何改進(jìn)這種設計？一種選擇是將保護二極管移至反相輸入。反過(guò)來(lái)，還必須在兩個(gè)輸入之間添加一對反并聯(lián)二極管，以完成從輸入到任一電源軌的故障電流路徑。由于運算放大器輸入之間（即，這些二極管之間）通常沒(méi)有電壓差，因此它們的結電容保持恒定。換句話(huà)說(shuō)，它們被引導了。

實(shí)際上，5532已經(jīng)在內部具有這些二極管，如圖9所示（當依靠?jì)炔慷O管時(shí)，故障電流應限制為<5 mA，以避免使內部鍵合線(xiàn)3熔斷）。通過(guò)這種設置，我們與以前的情況類(lèi)似：一個(gè)運放輸入僅看到共模失真，而另一個(gè)則看到共模失真加上保護二極管失真，因此再次不可能完全消除失真。

 

9.同樣使用1N4148二極管，具有備用保護架構的緩沖器。該電路無(wú)法完全消除失真。虛線(xiàn)是測量平臺；在所有情況下均為20 dBu輸入

但是，它確實(shí)降低了總失真水平，并導致較小的補償電阻，這意味著(zhù)噪聲較小。在這種情況下，一個(gè)3.3kΩ的反饋電阻可以以10kΩ的源電阻實(shí)現很好抵消。展示此電路的原因很有趣，因為它是Audio Precision S1分析儀本身使用的方法。

更好的過(guò)壓保護

我們還能做得更好嗎？我們是否可以不需要失真儀來(lái)找到很好的抵消電阻呢？答案是肯定的。

敏銳的讀者已經(jīng)發(fā)現了前面段落中提供的線(xiàn)索。比較好的方法是在兩個(gè)輸入引腳上保持相同的結電容，并將它們與匹配的源阻抗相結合。這幾乎無(wú)需任何特殊工具即可保證很好的失真消除，并且與所使用的運算放大器類(lèi)型無(wú)關(guān)。圖10顯示了該電路。

 

10.使用1N4148二極管改進(jìn)過(guò)電壓架構的緩沖器。現在可以完全消除失真。虛線(xiàn)是測量平臺；在所有情況下均為20 dBu輸入。

現在，將R f = R s = 10kΩ產(chǎn)生的結果與僅使用1kΩ源電阻的結果相同。高頻下的剩余上升主要是由于二極管對之間的殘留失配。這樣，即使是兇猛的功率二極管也能產(chǎn)生相當好的結果。

然而，最后一個(gè)可以在之前的電路上進(jìn)行平整的批評是，故障電流被泵入了一個(gè)或多個(gè)供電軌，這可能無(wú)法將其下沉?？梢酝ㄟ^(guò)將保護二極管返回專(zhuān)用的并聯(lián)基準（例如一對齊納二極管）來(lái)糾正此問(wèn)題。然后將故障電流安全地引導至地面，當然可以選擇齊納二極管以滿(mǎn)足鉗位要求。一定要用一些固定電流偏置齊納二極管，否則將導致嚴重失真。幸運的是，常備電流可能非常小，必要時(shí)小于1 mA。

圖11顯示了改進(jìn)的電路。當與低電容二極管結合使用時(shí)，理想的情況是在諸如BGX50A的單個(gè)封裝中（單個(gè)封裝為二極管對之間的良好匹配帶來(lái)了希望），可以實(shí)現出色的性能。如圖所示，通過(guò)適當的補償，音頻頻帶內不會(huì )出現明顯的失真。

 

11.具有改進(jìn)的并聯(lián)過(guò)壓保護的緩沖器。使用BGX50A低電容橋式整流器封裝可獲得出色的結果。虛線(xiàn)是測量平臺；在所有情況下均為20 dBu輸入

到目前為止所示的電路使用了一個(gè)10kΩ的輸入電阻器，該電阻器代表了許多實(shí)際的接口情況。如果使用齊納鉗位選件，則只要齊納管和限流電阻具有足夠的額定功率，就可以以這種方式處理幾百伏的峰值輸入過(guò)載。

但是，即使經(jīng)過(guò)補償，NE5532和TL072都表現出更高的HF失真，其源阻抗遠高于10kΩ。因此，對于非常大的源阻抗，必須嘗試使用其他運算放大器。例如，OPA1662和OPA1678在源阻抗至少為100kΩ時(shí)表現良好。

在不使用簡(jiǎn)單電阻的情況下限制電流的另一種方法是采用由耗盡MOSFET構建的電流鉗位電路，如圖12所示。在信號條件下，MOSFET使它們自己的體二極管短路，并且表現為大約3kΩ的總電阻，該電阻通過(guò)R f進(jìn)行了失真補償。如果MOSFET兩端的電壓超過(guò)幾伏，它們會(huì )進(jìn)入飽和區域，并且電流被限制為I DSS小于2 mA。

 

12.使用限流MOSFET進(jìn)行低失真，并聯(lián)過(guò)壓保護，以改善噪聲和帶寬。

減小的電阻可極大程度地降低噪聲影響，同時(shí)仍允許承受高達500 V dc的過(guò)載。當然，如果源阻抗是可變的，可能是因為它是一個(gè)開(kāi)關(guān)衰減器或電位計，那么我們要么必須同情地改變補償阻抗（就像在Audio Precision分析儀中所做的那樣），要么使用一個(gè)折中的值并隨它使用。